CMOS射频集成电路的现状与进展

　　电子学报Feb.2roi.03射频集成电路的现状与进展王志华，吴恩德清华大学电子工程系，北京184结构，对它们的优缺点进行比较。指出在设计中要考虑的些问。其次讨论，108射频前端的重要功能单元，包括低噪声放大器混频器频率综合器和功率放大器。对各单元模块在设计中的技术指标。可能采用的电路结构以及应该注意的问进行了讨论。此外。论文还讨论了射频频段电感电容等无源器件集成的可能性以及方法。*后对01射频集成电路的发展方向提出了些看法。

　　i引言在过去的十年中。寻呼机无绳电话模拟及数字蜂窝电话等个人通信系统以及数字电视广播得到了迅猛发展，对重量轻体积小功耗低成本低的收发器的需求也迅速增加。提高收发器的集成度无疑是满足上述需求的重要途径。在以往艺。射领前端段采刖81成50艺。山数字处理部分的通常占到芯片面积的75以上。集成度及功耗等指标的要求使得不可能以，103以外的其他工艺实现。所以只仃丈观1成射频前端能实观作片集成的收发器并*终实现单片集成的移动通信产品。目前随着6肘03艺的发展，它的单位增益截止频率已经接近人8水平。同时出现了些采用，8工艺实现的射频前端的单元电路及收。这也使得采工艺实现移动，倍品的笮芯片集成成为可能。

　　与其它工艺相比。，8工艺存在跨导小频率特性差噪声大及无源器件集成困难等不足。为实现，106射频集成电路。在系统级上需要研究收发器体系结构以尽量减少乃至消除收发器中所需无源器件，降低系统对于射频前端的技术指标要求；在电路级上需要研究能够工作在射频频段的高性能单元电路和高品质因数的无源器件。

　　现状，并对该领域今后的发展方向作出预测。

　　2收发器的体系结构接收是收发器中的主要部分。无线接收的*经典结构是超外差接收或称中频接收。它将带内信号从射频变换到固定中频，然后在中频进行带通滤波自动增益控制等处理。它使用大量高品质因数的分离元件构成单元电路来实现高选择性和高灵敏度5主要包括低噪声放大器混频器射频中频和镜像频率抑制滤波器和压控振荡器等等。为采用，05工艺集成带来了困难。

　　宽带中频接收4是中频接收的个变种，它利用固定本振将带内信号从射频变换到中频然后进行低通滤波，而信道选择在第次变频过程中完成。因此，第次变频本振信号可以通过固定分频比的频率综合器产生。由于压控振荡器的相位噪声传输函数是高通函数，所以使用宽带频率综合器可以降低对压控振荡器的相位噪声要求。另外信道选择在第次零中频接收还存在其它问，比如在混频器自身对称性退化情况下，有效信道附近存在的两个较强干扰在下变频过程中可能混叠到基带中造成偶阶失真；厂2两个正交通道的混频器失配造成对基带部分的干扰等。这些问都可以通过基带的数字处理来消除1此外本振泄漏还会从天线发射出去，对其它接收机造成干扰。

　　传统的接收中模数转换是在基带进行，因此前面需要模拟中频级。采样中频接收82，通过亚采样将中频信号变频至第中频，然后由带通2模数转换器数字化，*后由数字混频器下变频至基带信号。这种方案提高了接收机的数字化程5，增加了灵活性，降低了功耗。

　　变频过程中完，增加了系统的灵活性，适当选择第本振信号的频率可以构成双频收发器中频接收存在镜像频率千扰问，即在下变频过程中，有用信号及其关于本振信号对称的镜像频率信号被变换到相同率抑制结构*主贤的有31也5，结构阁1贾结构相滤波器只能实现窄带镜像频率抑制，结构和双正交结构能够实现有源镜像频率抑制；利用第中频进行信道选择不需要2带通滤波器，而且调整第本振就可以构成多标准接收；第本振与载频不相同，不存在直流失调问。但是这两种结构均使用更多的混频器，因此会增功耗和失真。

　　零中频接收2使用个混频器直接将带内信号从射频变换1带，通想情况下。不，镜像频率十扰问。它的困难在于需要设计射频频率综合器，而且由下面的讨论可频率综合器的性能对于零中频接收的影响很大。

　　零中频接收存在的*主要问是直流失调。由于本振与接收信号的载波频率相同，在本振和混频器的射频输入端口之间不能理想隔离的情况下，造成本振信号泄漏到低噪声放大器和混频器的输入端，通过自混频形成直流失调。而从天线到模数转换器输出端间增益般可以达到10，以上，即使是很小的直流失调也可能对基带部分造成很大的干扰。

　　要消除直流失调，*简单的方法就是采用高通滤波器，但是通常信息调制方案产生的有用信号的频谱低端可以到几十赫兹，要求高通滤波器的通频带边缘频率非常低。这样不仅实现困难而且反应速度慢，很难消除变化较快的直流失调比如越区切换时较好的直流补偿方法是在基带进行数字处理后，在模拟信号通路减去调整量16；或者采用频谱结构不包含采样中频接收存在的*主要问是噪声混叠142办。在亚采样情况下，除了带内信号，宽带噪声以及无用分量都会混叠入有效带内因此信噪比将恶化界界春其中分，是第和旗中地这要求促尚前级中顿滤波器对带外信号抑制能力的要求。另外，亚采样级的采样时钟频率多。收发器中发射部分的体系结构大体可以分为两大类基于混频器的和基于锁相环的。前者又分为两次上变频和直接上变频两种，基本与接收部分的体系结构类似。对于基于混频器发射机中就有功率放大器后接射频滤波器，混频器后接的镜像频率抑制滤波器以及调制器后接的中频滤波器直接上变频发射机减少了镜像频率抑制滤波器，却将中频滤波器变为射频滤波器。这些滤波器无疑增加了集成的难度和功耗。基于锁相环的发射机能够减少两次上变频发射机中的中频滤波器制和上变频器融合为体利用锁相环自身固有的滤波特性来抑制频率变换过程中产生的各种谐波与噪声。另外，在直接变频和基于锁相环的发射机中，由于压控振荡器和功率放欠器的工作频率接近，可能因为功率放大器的功率泄漏造成压控振荡器无法正常工作，对隔离的要求较高。

　　3，08射频集成电路中的功能单元3.1低噪声放大器低噪声放大器是收发器中接收部分的第个模块，其重要的指标有两项噪声指数确定了*小可检测9号；阶输入截止点与噪声指数起确定了无杂散输出动态范围。此外还有些附加要求，比如适当的增益和低直流功耗等。

　　由于低噪声放大器的前级通常是天线或带通滤波器，为了达到功率的*大传输，放大器的输入级*好与50，匹配；为了实现低噪声，还需要保证噪声匹配。目前，低噪声放大在浪频器中采用共源共栅的沟道和，沟道器件，可以保证电流的再利用，从而降低功耗。但是由于使用沟道器件，会降低混频器*高工作频率。通常认为，乘法器是堆叠形用8，〃108工艺的，1乘法器既以用1上变频器也可以用于下变频器。对于下变频器，在工作频率为190，时，电源电压可以低至1.8，对于上变频器，在工作频率高达50时，电源电压可以低至！5另外可以采用新型乘法器结构进步降低电源电压。文献13提出种并行的象限乘法器结构4，它在电源与地之间只有个管子，工作的电源电压可以低至1.2.

　　器主要有种形式电阻端接，端接，旁路电阻反馈和电感源极反馈。对于电阻端接形式，由于50，电阻与5的源电阻的噪广贡献相同。所以这种结构的噪广指数将超过3他对于妒端接形式，噪声指数为1+7，其中，容7是5管的沟道热噪系数。，跨导。，是零偏置遍极跨导。对十长沟逍器件。7为=1.此时哚南指数为22，当沟道长度小到7时，7可以为2至3，相应反馈形式可以在窄带情况下实现较好的噪声性能，因此目前应用*为广泛。

　　为了改善混频器的线性度，人们提出了些新的混频器4构，其中城。要的有交义耦合别13不，1样型14.交叉费合型混频器5利用输入信号或本振信号控制肘03管使其工作在线性区。为了保证混频器能够在较宽的频率范围内正确工作，必须保证5中标出的两个电流加和点尤7是虚拟池这可以通过与运算放大器的输入端相连来实现。对于下变岣电阻端接61心端接0旁路电阻反馈幻电感反馈3.2混频浩泡频器是射频前端*关键的模块，它实现了频率变换过程。混频器的设计要综合考虑线性度转换增益端口到端口目前*常应用*为广泛的混频器结构是使用乘法器。它工作原理简取但是在没有预失真电路的情形下，本振的线性输入范围很小，所以乘法器型混频器通常工作在开关模式。这种方式有两个重要的缺陷。首先，为了使调制管几乎瞬时开关并防止大的阶交调失真，必须使用大的本振方波信号。同时，大的本振信号会导致大的本振馈通问。其次，在方波信号中，次次谐波只分别比基波信号低出和14他这样，就必须在混频器后接滤波器以满足带外信号特性。

　　频器，利用反馈电容来滤除的增益带宽积限制了输出信号的频率范围，尤其是对于上变频器。更为重要的是输入肘03管态范围。亚抽样混频器在理论上具有很好的线性度，但是正如采样中频接收部分所述，它存在噪声混叠和抽样时钟时间抖动要求高等问。

　　3.3频率综合器频率综合器通过对个具有较高频率稳准度的参考信号源施以加减乘除则运算来获得频率稳准度与参考源相同数量级的系列频率，主要用于产生收发器中信道选择的本振信号，是，8集成收发器中关键的单元电路。*常的是锁相频率综合器，它主要的缺点是频率分频比大。可编程分频器的设计复熟功耗大。频率切换时间长。直接数字频率综合器在定的时钟驱动下。按定的间隔读出存储器中存储的数字正弦波形值，经数模转换器变为模拟信号，并由低通滤波器滤除高频杂散信号。直接数字频率综合器的优点是频率分辨率高。跳频时间短。但它工作频率般限制在1出以下，而且杂散输出较大。目前主要的应用是与锁相频率综合器组成高分辨率的混合环型射频频率综合器。

　　另种值得关注的频率综合器是分数况锁相频率综合器。它通过累加器的进位端控制锁相频率综合器的双模分频器。仲其工作在两个分频比之间。平均分频比，1；中。

　　是分频比的小数部分。由于存在周期性的分频比跳变。所以会产生。知的各次谐波。且这些谐波离散地覆盖整个频道。所，的是这些谐波是可预知的，可以利用累加器加和端与鉴相鉴频器输出相位误差间的互补关系消除由这些谐波产生的分数杂散输出。这种方法的主要缺点是结构复杂而且需要采用高精度的以人转换器。*近。文献15采用24调制器对所需分频比进行调制。从而将离散谐波转化为有色噪声，并利用环路自身的低通特性进厅滤除。这种方法在成本体积和复杂度上都要优于前种误差校正方法。

　　各种频率综合器中只有压控振荡器和分频器工作于射频频段。不同类型的振荡器只有1.调谐振荡器和环形振荡器有可能工作在射频频段。调谐振荡器集成的主要难点在于集成电感。比调谐振荡器中的电感所占面积较大，集成电路器的调谐范围较小。要求制造精度较高。在传统的环形振荡器中，延时不能小于个反相器的延时。使得振荡频率受限。为提高振荡频率，文献16提出种环形振荡器。它由个反相器与个跨导器组成，通过适当的组合使得输出信号的频率为=2心。其中7是个反相器的延时。这种结构*大提出了种单端负歪斜延时结构的环形振荡器。所谓负歪斜延时实际上就是引入超前通道来达到提高工作频率的目的。

　　为了改善环形振荡器的相位噪声性能，文献18引入差分形点限幅管来限制输出幅度。差分结构可以抑制电源与衬底噪声；文献19中引入电流分配型延时单元；文献17中采用局部正向反馈来提高输出电压摆率，从而提高相位噪声特性。目前环形振荡器的相位噪声性能已经接近比调谐振荡器71.

　　在锁相频率综合器中。分频器也是工作在射频频段的电路单元。可编程分频器能够处理所有的分频比。但无法工作在射频频段所以要采用预分频器。预分频器分为类结构移位寄存器环121.时钟预处21和相位选择2，结构。后两种结构的主体均为异步计数器，其中只有个寄存器工作在全速状态。工作频率比较高。但是它们的逻辑控制都比较复杂。构器管子数目很多。只能稳定工作在低频频段；动态，触发器钟控管工作在开关模式。噪声相对较大；电流模逻辑，触发器工作速度*快，不易受电源或衬底噪声的影响，但是输出电压幅度受限。而且为常数功耗或者说功耗与信号无关。因此功耗就比较大。

　　3.4功率放大器功率放大器是收发器中主要的大功耗单元。为了提高功率附加效率印撕矿如础时。般采用非线性功率放大器包括1类们，等。以妃线性功率放人适用于恒包络调制方案。为了提高频谱利用率。通常采用多电平调制方案。这就要求要对非线性功率放大器进厅非线性补偿。

　　00.艺找。1；特性；实现，108集成功卞放1器的主要障碍。随着0肘03工艺的发展。器件尺寸越来越小，能够工作在射频频段，但是同时栅氧层也越来越薄。使得输出电压摆幅受限。另方面。，108器件的电流驱动能力低。只有采用大尺寸器件才能实现较大的驱动电流。而大尺寸器付不仅使得前级的电容负载较重，而且使得功率放大器的匹配网络中电感值较大。唯以堪成。所以碟6功中放人的电压电流驱动能力都较小。由于功率放大器输出大电压或大电流摆幅的信号，在实现单片集成时必然通过衬底耦合影响其它电路模块的工作。

　　仅减少衬底噪声而且使得输出摆幅加倍；采用模式锁定减少输入驱动。它工作在1.980出，输出功率为1瓦，功率附加效率达到48.

　　功率放大器的非线性补偿可以在功率放大器内部实现。

　　也可以通过系统级进疔补偿。任何01格放大器在平衡输入情况下能够非常有效地抑制阶失真，因此阶失真通常比阶失真影对于。沟道1管更坫如此。在文戟23中利用，朽管在线性区和饱和区阶失真系数符号相反的特性。使用不同偏置的肘08管并联。减小放大器的阶失真，提高线性度。系统级补偿方案主要有心1加环。自适应基带预失真和自适应前馈补偿等等，它们的讨论己经超出本文的范围，这里不再赘述。

　　4无源器件目前0肘3工艺主要用于数字系统。在数字电路中般不采用电阻电容与电感等无源器件。所以在0厘06射频集成电路设计中。方面需要研究新型的体系结构尽量减少乃至消除电路中所需的无源器件，另方面要研究如何采用标准CMOsi.Ajwgtfiiijiy.ifxfr.

　　无源电感有焊线电感和平面螺旋电感两种形式。

　　MiM线或者在焊盘点与封装及封装与封装间焊接金属线。焊线对于任何种工艺均适用，可以认为是标准008工艺。但是焊成分频器的*基本单元电路是，触发器或锁存器，有种实线电感在制作过程会产生垂直及水平方向的长度偏差及金属线直径偏差。从而导致总电感量的变化，所以焊线电感的可重平面螺旋电感21是用金属层在硅片上绕制电感。它存在许多寄生效应首先与衬底间的寄生电容使得自谐振频率受限；其次由于趋肤效应及其它电磁场效应。计算出的串联电阻与实际电阻略有偏差；*后重掺杂衬底将导致品质因数恶化与电感值的减小。目前平面螺旋电感的研究集中在减小串联电阻和衬底损耗。主要的方法有使用厚金属层；多金属层并联；在后处理中，从硅片的顶部或底部刻蚀去除硅材料；使用厚介电材料。在物理上将电感与损耗性硅衬底隔离。这些方法都会增加工艺流程。文献20通过对以上种寄生效应进厅有限元方法仿真后，得出在标准，工艺中制作平面螺旋要在线圈中央填充电感由于高频的涡流效应内圈的电阻增大。而电感值减小。导致品质因数下降；3限制线圈所占的ifiifRiMi！lJt5MJ；！ilMU！ftMfK4r4ifeffL=，额外的阻性损耗，电感值减小。而小线，的磁场贯穿衬底不深，影响较小。

　　51新器件。新的单元电路和新的体系结构在射频集成电路发展中。*迫切的和*困难的是要发展高性能的新器件和新的单元电路。它们是实现单片，108集成射频前端的基础。其中包括高2值的无源器件如电感电容和变容管等等低相位噪声的压控振荡器和高附加效率高线性度的功率放大器等等。

　　随着数模混合电路工作速度的提高。尤其是模数变换器工作速度的提高，在收发器体系结构中。数字化进程是不可逆转的。从零中频到数字化低中频数字化高中频乃至*终实现的软件无线电，正是这发展趋势的体现。

　　5.2多标准收发器在目前数字移动通信标准众多的情况下。能够兼容多种标准的收发器实际为用户提供更多的选择。但是，多标准收发器也带来些新的困难，它要求所有的单元电路都能够工作在宽频带情况下，而且性能要尽可能达到*优。对于消费类产品。还存在价格的要求。

　　5.3射频，入0般在10以下，为了有效滤波。需要仉增强电路。1基本原理是在电感旁并联个负电导以补偿电感的电阻损耗。负电导可以通过正反馈网络来产生。比6电路3其负电导0108射频集成电路的兴起不过是*近十几年。，3工艺在射频频段的模型衬底耦合干扰的精确预测封装模型。

　　布线电感等分布参数的提取以及适合于，射频集成电路5.4开发更高频段的收发器。重新构想适合于集成的标准随着数字移动通信向着更高频段发展以及，106标准工艺水平的不断提高。需要开发设计更高频段的收发器。在这进程。不仅需要研究新工艺所带来的新特性。而且在制定数字为别以1和对2管的跨导。3竹要。1农调节汉，1和，2.

　　片上电容设计的基本目标是使串联电阻尽可能地小，保证2值*大；使单位面积的电容量大；并减小寄生电容。实现集成电容的方法有种栅极电容。结电容。金属层间或金属移动通信标准时，需要在起步阶段注意考虑，103集成问。

　　55功率自适应收发器由于数字移动通信设备般是采用电池供电，那么显然要求低功耗低电压工作。但是在定情况下。要实现定的功能是需要定功耗的。比如在接收信号较强的情况下。可以降低低噪声放大器和压控振荡器的功耗。达到相同的信噪比。

　　层与多晶硅间电容和薄绝缘层电容。由于栅氧层很薄，单位面积的栅极电容电容量很大，但是栅极电容是非线性的，需要设定直流偏置电压，击穿电压较小。2值经优化设计可以达到100以上25.结电容高度非线性。需要设定偏置电压，对工艺金属层间或金属层与多晶硅层间电容是线性的，受温度的影响小，2值很大，但是单位面积的电容量小。底板与衬底间的寄生电容大。

　　文2中提出的分形电容1年1的本原理是利用金属层边缘间的横向电场来实现电容，而通过分形容具有以下些优点。随着工艺尺寸的减小。单位面积的电容量增加。将氧化层厚度的匹配转化为版间的致性，而由于分形案的伪随机特性，版间的偏差很小。随着纵向电场的减小。底板与衬底间的寄生电容也相应减小。设计分形电容的*大困难在于需要专门的软件来设计分形案。

　　5今后可能的发展方向因此要根据环境的变化，动态地控制增益动态范围等性能指标在各个单元电路间的分配。达到*佳功耗的目的。

　　王志华1960年出生，分别于1983年1985年和1990年在清华大学取得学士硕士和博士学位。现在清华大学电子工程系任教授。脱会员，化此固态电路学会中国分会主席。研究方向为电路与系统，包括数模混合信号集成电路的设计与测试集成电路1设计*优化技术等。

　　吴恩德19刀年出生，1997年毕业于清华大学电子工程系，获学士学位，同年免试直读清华大学电子工程系博士学位。主要兴趣是集成电路设计。